求开关电源有源共模电磁干扰EMI滤波器研究及其应用？？

求开关电源有源共模电磁干扰EMI滤波器研究及其应用？？

摘要：由于开关电源的高功率密度、高开关工作频率和紧凑结构，因此对其电磁兼容提出了更高的要求。分析了传统无源电磁干扰(Electromagnetic Interference，简称EMl)滤波器的缺点，提出有源共模滤波器的设计思想，并分析了其工作原理。以一台反激式开关电源为研究对象，具体设计出其有源共模滤波器。最后通过电路仿真和实验，验证了该方案的有效性和可行性。6 K! k- @- Y$ r T3 }: S
关键词：滤波器；电磁兼容性/开关电源 1 引言
- r* J' E' u7 l% J! L传统的开关电源大多使用由分立的共模电感、差模电感和X，Y电容等构成单级或多级的无源滤波器，这些滤波器无一例外地均应用了较多的无源元件，如滤波电感和电容。而且由于国际上对电磁兼容的标准越来越严格，许多时候一级滤波器不能满足电磁兼容的要求，而必须使用两级或者多级，这就增大了无源滤波器的体积，从而也增大了损耗。此外，由于无源组件的分布电容和引线电感等分布参数(如差、共模电感的绕组分布电容和滤波电容的串联等效电感等)对滤波效果影响都很大，特别是在高频区域段，这些分布参数的影响会更加严重，且难以控制，从而大大衰减了高频滤波特性。作为共模和差模滤波电感的主要元件——磁芯，其电磁参数具有频变特性，并且磁芯本身的性能也受到工艺水平及制作材料的限制，这给它的应用带来了诸多限制。因此，如何在提高开关电源的功率密度和开关频率，实现开关电源模块化和集成化的同时，解决由此引起的更加严重的电磁干扰则是电力电子技术研发人员面临的关键问题。- e% O/ S# v4 k+ q% w0 U+ O# R- J
总体看，传统的无源EMI滤波器存在下述不足：①体积大，造价高，因此不能满足开关电源日益小型化、高密度化的需要；②无源滤波器的衰减频带较窄，在低频段要靠增大电感和电容值来提高其插入损耗，而在高频段由于分布参数的影响有可能引起不必要的振荡而影响到滤波特性；③当今要求开关电源成为体积小，重量轻，效率高，可靠性高，功率密度高的“绿色电源”，但由于作为开关电源重要组成部分的滤波器，体积的减小是有限度的，因此制约了开关电源的发展。
+ V _: S3 w5 r; c' Y p无源滤波器的上述缺点注定它在电磁污染日益严重的今天不能满足滤波技术的需要。而有源EMI滤波器，采用了有源消去技术，很好地抑制了EMI噪声电流，并可对它进行动态补偿和调整，且不会对系统的稳定性造成不利影响；此外，与无源滤波器相比，由于有源EMI滤波器采用了半导体器件和电子电路，因而可使体积变小，重量变轻，这有利于集成封装，所以已成为业界对其进行研究的一种新趋势和发展方向[1-4]。 ) s% V% m& S! S
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" r6 y8 {) } o+ Q5 u0 i开关电源有源共模EMI滤波器 9 E/ R1 y: h# E O
2.1& [. r/ E* _* O9 p4 R" z0 F5 M' x9 m
有源共模EMI滤波器基本原理2 V! |8 R8 y1 s
有源EMI滤波技术的实质是对噪声信号进行实时补偿。这里提出的有源共模EMI滤波器(Active Common-mode Filter，简称ACMF)基本原理是先采样共模信号，然后通过反馈，动态输出一个与所采样的噪声电流(电压)大小相等、方向相反的补偿电流(电压)，其实质是为共模电流提供一个极低阻抗的内部回路。图1示出其原理图。其中，Path1指共模噪声源S1通过分布电容CD流入地的共模电流路径，在无滤波器时共模噪声inoise将通过CP全部注入地。ACMF将产生一个补偿电流，为inoise提供低阻抗分流支路Path2，从而使其尽量沿Path2路径流过。理想时icomp=-inoise，可使流入地的共模电流为零，从而达到衰减共模电流的目的，以满足电磁干扰的标准。# j+ h' f$ O8 V2 l2 o
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2.2 ACMF设计
0 f3 B# B! p" C+ I% s以一台反激式开关电源为对象，研究上述开关电源ACMF的设计与应用。图2a示出ACMF在开关电源系统中的连接。图中，用虚线连接于反激式电源变压器初次级地之间的共模滤波电容Cy具有较好滤波效果，但因受漏电流安规要求的限制，其值不能太大。在此拟用提出的ACMF取代Cy，以增强对共模干扰的滤波效果。图2b示出ACMF的具体电路。它由一个宽带高速运算放大器U为核心的器件构成。
8 n3 b6 K5 p5 O K由于ACMF网络处理共模干扰信号的特殊性，所以对电路中一些元器件的选择也存在一些特殊要求。ACMF电路中关键元器件的选取和设计如下：0 N# ~6 ^3 a: Q5 M0 n( p8 @

d, t/ y [3 a) d. J* b
* S% u* e+ d* J. V5 d D$ r(1)运算放大器U的选择( i4 s q1 o$ Q2 G0 t+ O6 [ T
因为共模干扰的频谱范围较宽，所以要求处理它的运算放大器的频带宽，响应速度快，对输入电压中的共模电压有较高的抑制，并能输出较大的电流。这里选择单位增益可达 200MHz，输出电流为l00mA的高速电压反馈式运放LM7171，它的工作电压较宽，为5.5-36V。通常情况下，开关电源的高频变压器都会有一个辅助绕组给PWM/PFM控制芯片提供电源，这样运算放大器的工作电压可直接从该辅助绕组经整流后获得，如图2a中的#1，接至绕组后，就在#1与#2之间很方便地给运算放大器提供工作电源。
6 z; t& M% Y# J% U R(2)负反馈网络参数的确定# Z W6 @5 Q) `( S0 T9 j
由于ACMF网络采用电压检测、电流补偿，可写出ACMF的增益Aiv为：( S( n. l/ b# [4 p: h' H. G* J

. N8 a+ m/ G$ n. y5 @$ v" D' I设#2，#3之间的阻抗为Z，则：" m: s- t2 g" h+ D2 F- g# J. P

& B' H4 C* O7 s为便于分析，设
( `9 Q; j* x5 D% w4 \ ( O$ I9 C( A5 {2 A4 Z# N" d) a% ~5 c
则Z可进一步表示为：. a6 r( B3 I8 J; e9 p B- N
- d# S2 U. w. B8 x0 E+ J: F6 b
若能使Z=0，则UAB=0，从而实现了图2中反激式电路初次级地A、B两点间理论上的短路，此时为最理想的情况。由式(3)可知，要实现理想情况，就要求反馈网络的增益尽可能大，增益越大，Z越小，补偿效果越好；但同时在实际运用中，从系统的稳定性出发，为避免振荡，特别是高频情况下的环路增益不可能太大，所以往往是在稳定性和增益间折衷选择。试验中，反馈网络取Rf=470kΩ， R4=10Ω。7 f; }6 T$ ~3 {
(3)电容的选择
+ K3 G& l- t$ G' X) a输出耦合电容C6把输出电压耦合到电路中，同时也起到ACMF与主电路间的隔离作用。这里，C6选取高频特性好的高频电容。
! r9 `* y3 C% I+ d) c b8 ~在ACMF网络中，由于运算放大器工作时反相端与同相端之间的“虚短”，C4和变压器初次级之间的耦合电容Cps串联，故可通过C4采样到共模电压，并输入至运算放大器的反相端，再经过由Rf,R4,C4组成的运算放大器反馈网络以及C6和R5，，即可输出一个反方向的动态补偿电流，从而使共模电流在 ACMF网络内部循环，这大大减少了流入地的共模电流，达到了衰减，甚至消去共模电流的目的。1 D% Q2 C1 W- A& Z o
由于ACMF跨接在变压器的初次级之间，且它代替的Cy一端需接地，故设计的ACMF电路必须满足变压器初次级隔离要求及对地漏电流的安规要求。

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